原则

合适的代码风格

精准的时序约束

管理高扇出网络

层次化设计结构

处理跨时钟域设计

少而精的物理约束

选择实现策略

共享控制信号

读懂日志报告

TCL作用

代码风格

高扇出网络

高扇出网络几乎是限制 FPGA 设计实现更高性能的第一大障碍，所以我们需要很严肃地对待设计中的高扇出网络。

report_high_fanout_nets ，在给其加上 -timing 的选项后，可以在报告高扇出路径的同时报告出这条路径的 Slack，帮助用户直观了解当前路径的时序裕量。此外，这个命令在报告中还会指出高扇出网络的驱动类型，是 FF 或是 LUT 等。

找到目标后，可以利用 max_fanout 来限定其扇出值，让工具在实现过程中复制驱动端寄存器来优化。如果高扇出网络并不是由同步逻辑来驱动，则可能需要修改代码。还有一些工具层面上的降扇出方法，比如选择更强更有针对性的策略，或是允许多次物理优化 phys_opt_design，甚至是通过我们在《用 Tcl 定制 Vivado 设计实现流程》中提到的“钩子”脚本等方式来进行局部降扇出的物理优化等等

但有一点需要注意， Vivado 综合选项中的全局扇出限定要慎用，不要将其设置的过低以免综合出的网表过于庞大，带来资源上的浪费，并可能导致局部拥塞。

XDC约束时钟篇

时钟约束必须最早创建。

vivado自动推导的衍生时钟需要用户指定时钟名字。

用户自己分频的时钟需要 create_generated_clock 来创建

IO约束

在设计的初级阶段，可以不加 I/O 约束，让工具专注于满足 FPGA 内部的时序要求。当时序要求基本满足后，再加上 I/O 约束跑实现。 XDC 中的 I/O 约束有以下几点需要注意：

不加任何 I/O 约束的端口时序要求被视作无穷大

XDC 中的 set_input_delay / set_output_delay 对应于 UCF 中 OFFSET IN / OFFSET OUT，但视角相反。OFFSET IN / OFFSET OUT 是从 FPGA 内部延时的角度来约束端口时序，set_input_delay /set_output_delay 则是从系统角度来约束。

典型的 I/O 时序，包括系统同步、源同步、 SDR 和 DDR 等等， Timing Constraints Wizard 可供使用

时序例外约束

时序例外约束包括 set_max_delay/set_min_delay， set_multicycle_path， set_false_path 等，这类约束除了要满足 XDC 的先后顺序优先级外，还受到自身优先级的限制。一个总的原则就是针对同一条路径，对约束目标描述越具体的优先级越高。不同的时序例外约束以及同一约束中不同条件的优先级如下所示：

时序的零起点

用 create_clock 定义的主时钟的起点即时序的“零起点”，在这之前的上游路径延时都被工具自动忽略。所以主时钟创建在哪个“点”很重要

时钟的定义也遵从 XDC/Tcl 的一般优先级，即：在同一个点上，由用户定义的时钟会覆盖工具自动推导的时钟，且后定义的时钟会覆盖先定义的时钟。若要二者并存，必须使用 -add 选项

同步和异步时钟

在 XDC 中，所有的时钟都会被缺省认为是相关的，也就是说，网表中所有存在的时序路径都会被 Vivado 分析。这也意味着 FPGA 设计人员必须通过约束告诉工具，哪些路径是无需分析的，哪些时钟域之间是异步的

重叠时钟

重叠时钟是指多个时钟共享完全相同的时钟传输网络，例如两个时钟经过一个 MUX 选择后输出的时钟，在有多种运行模式的设计中很常见。

如果 clk125 和 clk250 除了通过 clkcore_buf 后一模一样的扇出外没有驱动其它时序元件，我们要做的仅仅是补齐时钟关系的约束。

-physically_exclusive 表示不可能同时通过

在很多情况下，除了共同的扇出，其中一个时钟或两个都还驱动其它的时序元件，此时建议的做法是在clkcore_buf 的输出端上创建两个重叠的衍生钟，并将其时钟关系约束为physically_exclusive 表示不可能同时通过。这样做可以最大化约束覆盖率

VIVADO中分析CDC

我们可以使用 report_clock_interaction 命令（ GUI 支持）来鉴别和报告设计中所有的时钟关系。执行命令后会生成一个矩阵图，其中对角线上的路径表示源时钟与目标时钟相同的时钟内部路径，其余都是 CDC 路径。

Vivado 还会根据网表和已读入的约束分析出 CDC 路径的约束情况，并分颜色表示。例如绿色代表有时序约束，红色代表不安全的 CDC 路径但是没有约束时序例外，橙色表示有部分路径已约束为 false path 的不安全 CDC 路径

矩阵下方是时钟关系表格，可以就各种条件进行筛选和排序，方便定位 CDC 路径。建议的做法是：首先，对“Common Primary Clock”排序（显示为 Yes 或 No），这么做可以快速鉴别出那些安全和不安全的 CDC路径，接着观察对应的“Inter-Clock Constraints”栏内的内容，判断已读入的 XDC 中是否对这类路径进行了合理的约束。

在CDC约束之前必须确定设计采用了什么方法

1.打两拍

这种情况下，为了更长的平均无故障时间，需要配合ASYNC_REG约束，将打两拍的寄存器放在同一个slice，降低走线延时的不一致和不确定性

set_property ASYNC_REG TRUE [get_cells [list sync0_reg sync1_reg]]

对于两个主时钟分别经过MMCM产生时钟，需要设置异步时钟组约束

2.FIFO

跨时钟域设计经常使用FIFO，但是根据FIFO实现方式不同，约束也不同

（1）FIFO使用内部的硬核BRAM搭建，这种情况所有的控制逻辑在BRAM内部，是推荐的FIFO设计。需要的XDC也十分简单，将读写时钟set_clock_groups就行

（2）带有格雷码控制的FIFO，这种FIFO的计数器个格雷码部分是需要BRAM外部的逻辑搭建，就不能简单约束异步时钟组。如图所示，存储器外部用逻辑搭建的读写指针属于不同时钟域，存在跨时钟域。如果仅仅将读写时钟设置异步时钟组，也就是说，两个时钟域之间的路径全部是伪路径，就会导致所有的跨时钟域读写路径全部不做时序分析，那么读写指针和相关控制逻辑也就失去了存在的意义。

所以。这种情况推荐的做法是，不做set_clock_groups，转而使用set_max_delay来约束跨时钟域路径。以写入侧分析，基本原则就是约束从cell1到cell2的路径之间的延时小于cell2驱动时钟的一个周期的值，读出侧同理。

set_max_delay $delay -from [get_cells cell1] -to [get_cells cell2] -datapath_only [get_property PERIOD $rd_clock]

如果使用IP Catalog产生这种FIFO，XDC是会随着IP源代码一起输出，只需要注意FIFO的读写时钟没有被用户自己的XDC约为false_path或者异步时钟组

XDC约束I/O篇

input delay

XDC 中可以用于 I/O 约束的命令包括 set_input_delay /set_output_delay 和 set_max_delay / set_min_delay 。其中，只有那些从FPGA 管脚进入和/或输出都不经过任何时序元件的纯组合逻辑路径可以用set_max_delay / set_min_delay 来约束，其余 I/O 时序路径都必须由set_input_delay / set_output_delay 来约束。如果对 FPGA 的 I/O 不加任何约束， Vivado 会缺省认为时序要求为无穷大，不仅综合和实现时不会考虑I/O 时序，而且在时序分析时也不会报出这些未约束的路径

系统同步的input_delay

FPGA和上游器件使用的是一个时钟，这就十分简单，只需要考虑Tco和Tdelay

设置和分析 I/O 约束一定要有个系统级思考的视角，如上右图所示， Launch Edge 对应的是上游器件的时钟，而 Capture Edge 则对应 FPGA 的输入时钟，正因为是系统同步时钟，所以可以将其视作完全同步而放在一张图上分析，这样一来，就可以用一般时序分析方法来看待问题。

上述 -max 后的数值是Tcko 的最大值加上板级延时的最大值而来，而-min 后的数值则是由两个最小值相加而来

源同步接口（也就是数据传输存在随路时钟）

为了改进系统同步接口中时钟频率受限的弊端，一种针对高速 I/O 的同步时序接口应运而生，在发送端将数据和时钟同步传输，在接收端用时钟沿脉冲来对数据进行锁存，重新使数据与时钟同步，这种电路就是源同步接口电路（ Source Synchronous Interface）。

源同步接口最大的优点就是大大提升了总线的速度，在理论上信号的传送可以不受传输延迟的影响，所以源同步接口也经常应用 DDR 方式，在相同时钟频率下提供双倍于 SDR 接口的数据带宽

源同步接口的约束设置相对复杂，一则是因为有 SDR、 DDR、中心对齐（ Center Aligned）和边沿对齐（ Edge Aligned）等多种方式，二则可以根据客观已知条件，选用与系统同步接口类似的系统级视角的方式，或是用源同步视角的方式来设置约束。

对源同步接口进行 Input 约束可以根据不同的已知条件，选用不同的约束方式。一般而言，FPGA 作为输入接口时，数据有效窗口是已知条件，所以方法 2 更常见， Vivado IDE 的 Language Templates中关于源同步输入接口 XDC 模板也是基于这种方法。但不论以何种方式来设置 Input 约束，作用是一样，时序报告的结果也应该是一致的。

针对上图中心对齐源同步SDR接口时序，分别按照两种方式约束，需要知道的已知条件和计算方式不同，但是结果相同

DDR类型接口约束

以源同步为例，分别对输入接口的中心对齐和边沿对齐分析

中心对齐

可以这样计算输入接口约束： DDR 方式下数据实际的采样周期是时钟周期的一半；上升沿采样的数据（ Rise Data）的 -max 应该是采样周期减去这个数据的发送沿（下降沿）之前的数据有效窗口值 dv_bfe，而对应的-min 就应该是上升沿之后的数据有效窗口值 dv_are ；同理，下降沿采样的数据（ Fall Data）的 -max应该是采样周期减去这个数据的发送沿（上升沿）之前的数据有效窗口值 dv_bre，而对应的-min 就应该是下降沿之后的数据有效窗口值 dv_afe 。

边沿对齐

可以这样计算输入接口约束：因为已知条件是数据相对于时钟上升沿和下降沿的 skew，所以可以分别独立计算；上升沿的 -max 是上升沿之后的数据 skew (skew_are )，对应的-min 就应该是负的上升沿之前的数据 skew (skew_bre )；下降沿的 -max 是下降沿之后的数据 skew (skew_afe )，对应的-min 就应该是负的下降沿之前的数据 skew (skew_bfe )。

出现负值并不代表延时真的为负，而是跟数据相对于时钟沿的方向有关。请一定牢记 set_input_delay 中-max/-min 的定义，即时钟采样沿到达之后最大与最小的数据有效窗口（ set_output_delay 中 -max/-min 的定义与之正好相反，详见后续章节举例说明）。
在这个例子中，数据是边沿对齐，只要有 jitter 跟 skew 的存在，最差情况下，数据有效窗口在到达时钟采样沿之前就已经结束，所以会有负数出现在-min 之后。因此，在实际应用中， FPGA 用作输入的边沿对齐DDR 源同步接口的情况下，真正用来采样数据的时钟会经过一个 MMCM/PLL 做一定的相移，从而把边沿对齐变成中心对齐。

另外，在经过 MMCM/PLL 相移后的采样时钟跟同步接口输入的时钟之间需要做 set_false_path 的约束（如下述例子）而把那些伪路径从时序报告中剔除，这里不再详述。

虚拟时钟（没有随路时钟，需要创建虚拟时钟）

举例来说，上游器件用一个 100MHz 的时钟送出数据到 FPGA，实际上这个数据每两个时钟周期才变化一次，所以可以用 50MHz 的时钟来采样。 FPGA 有个 100MHz 的输入时钟，经过 MMCM 产生一个 50MHz 的衍生时钟，并用其来采样上游器件送来的同步数据。当然，系统级的设计上，必须有一定的机制来保证上游器件中的发送时钟和 FPGA 中的接收时钟的时钟沿对齐。

此时，我们可以借助虚拟时钟的帮助来完成相应的 Input 接口约束